4 Survey: Methodology and Evaluation
5.5 Limitations of this thesis and future work
Finalment es va optar per una altra alternativa per aconseguir una antena dual mitjançant els multimodes. De fet, el disseny que es presenta en aquesta secció sorgeix de l’estudi paramètric de l’antena anterior. Mentre s’estaven avaluant les diferents configuracions de l’alimentació, es va optar per fer la línia d’accés a més llarga que les dels
113 mm 37 mm 1 0 m m (a) (b) (c) (a) (b)
extrems. Aquest fet va aportar una altra visió del disseny, alimentar-lo per la part oposada. Això permet controlar independentment les diferents freqüències d’operació segons la longitud de cada línia. El disseny final de l’antena consta de dues parts, com es mostra en la Figura 4.58a. La part posterior equival a tres trams de línia, on les dues línies dels extrems tenen la mateixa longitud i permeten controlar la banda de freqüències americana. El tram de línia central té major longitud que les línies dels extrems i per tant permet controlar la banda inferior de freqüències corresponent al cas europeu. Inicialment, l’antena tenia l’amplada totalment uniforme però el coeficient de reflexió s’havia degradat a les freqüències d’interès. Per millorar l’adaptació a ambdues bandes es va practicar un estrenyiment lineal (taper) a la part d’accés d’alimentació. Els resultats del coeficient de reflexió es mostren en la Figura 4.58b i són semblants als obtinguts en la Figura 4.50b. Tot i haver introduït un taper per millorar l’adaptació, cal remarcar que el disseny es basa en l’antena patch miniaturitzada de la secció 4.4.4, en la qual hi havia un compromís entre el cos radiant i l’adaptació, motiu pel qual el coeficient d’adaptació difícilment supera els -15 dB en alguna de les bandes de freqüència d’interès. També és important emfatitzar que, després d’haver dissenyat l’estructura, s’ha realitzat un estudi paramètric per tal de maximitzar el rang de lectura. Les dimensions finals es mostren en el layout, i en resulten d’haver augmentat l’amplada de l’antena mantenint certa adaptació gràcies al taper, i en un augment poc significatiu de la longitud de l’estructura per ubicar les freqüències de ressonància a les freqüències desitjades. Les longituds de les línies dels extrems són de 38 mm amb una amplada de 3.3 mm, i una separació respecte la línia central de 1.7 mm. La línia central té una longitud de 46 mm i una amplada de 5.5 mm.
Figura 4.58 Antena patch dual amb forma de calamar (a), coeficient de reflexió de l’antena (b), i
impedància d’entrada de la mateixa antena (c).
130 mm 35 mm 49 mm 38 mm 1 5 .5 m m 2 m m (a) (b) (c)
En la representació de la impedància de la Figura 4.58c s’observa que a freqüències europees on la reactància de l’antena es compensa amb la reactància del xip (χf1 = 500 Ω),
la resistència de l’antena val R = 36 Ω. Mentre que a freqüències americanes on la reactància del xip val χf2 = 471 Ω, la resistència de l’antena val R = 45 Ω. Comparant les
resistències obtingudes de l’antena amb les resistències del xip Rf1 =20.5 Ω i Rf2 =19.5 Ω a
cada freqüència respectivament, s’observa que els valors a freqüències europees són més propers que a freqüències americanes. Precisament aquesta afirmació es pot justificar fàcilment mirant els coeficient de transmissió que corresponen a -10 dB i -7.5 dB, respectivament.
Mitjançant la representació de la distribució dels corrents a l’antena es pot corroborar el descrit anteriorment. És a dir, a menor freqüencia el màxim de corrent apareix en el tram de línia central que és més llarg que les línies dels extrems (Figura 4.59a). En canvi, a majors freqüències el màxim de corrent apareix en les línies de menor longitud que corresponen amb les línies dels extrems. Referent als patrons de radiació, els diagrames per a les diferents freqüències són exactament iguals. No obstant, i a diferència dels casos anteriors de les seccions 4.5.1 i 4.5.2, s’aconsegueix una eficiència equilibrarda dels diferents modes a les freqüències d’interes. De fet, les eficiències que s’obtenen són de 78 % i del 63 % a freqüències europees i americanes, corresponen amb un guany normalitzat de 7.4 dBi i 6.4 dBi, respectivament.
Figura 4.59 Distribució dels corrents en l’antena patch calamar per a freqüències europees (a) i per
a freqüències americanes (b). Patrons de radiació de l’antena amb guanys normalitzats de 7.4 dBi i 6.4 dBi, respectivament, per al pla XZ (a) i per al pla YZ (b).
(a)
(b)
Figura 4.60 Rang de lectura teòric per a l’etiqueta dual en forma de calamar.
Finalment amb els valors de guany obtinguts a les freqüències d’interès, juntament amb els coeficients de reflexió, es pot calcular el rang de lectura teòric. Com succeeix en casos anteriors, cal remarcar que el pla de massa de l’estructura i també el substrat són considerats de ser infinits en el simulador electromagnètic, i això en resulta en un guany sobreestimat (Figura 4.47a). Per tant, el rang de lectura calculat és només vàlid pel cas en que l’etiqueta estigués adherida a una superfície metàl·lica de dimensions molt majors a la pròpia etiqueta. En aquesta situació a freqüències europees el rang de lectura equival a 17 metres, mentre que a freqüències americanes correspon aproximadament a 16 metres.
4.6 Conclusions
En aquest capítol s’ha realitzat l’estudi i el disseny de diferents topologies d’antenes per a utilitzar-se amb l’etiqueta RFID. Prèviament s’ha justificat l’elecció de l’antena amb ranura emprada per aplicar el mètode de pertorbació, gràcies a la seva simplicitat en el disseny. També s’han introduït els paràmetres bàsics de les antenes per mitjà de l’avaluació de les característiques de radiació de l’antena amb ranura. Posteriorment, la xarxa d’adaptació d’impedàncies dual s’ha concatenat amb l’antena i el xip, obtenint el prototipus final a fabricar. D’altra banda, els dissenys d’antenes basades en dipols convencionals han estat realitzats. Primerament es va utilitzar un dipol doblegat per aconseguir comportament mono-banda. Aquesta antena és interessant perquè es pot descompondre en dos modes: el mode antena i el mode línia de transmissió. El mode antena proporciona la radiació, mentre que en el mode línia de transmissió es va aplicar el mètode de pertorbació directament per aconseguir comportament dual en freqüència, sense afegir la xarxa d’adaptació. Una altra estratègia utilitzada consistia en utilitzar dipols amb meandres. Aquestes antenes tenen un model equivalent de línia de transmissió i per tant, també es pot aplicar el mètode de pertorbació directament. Diferents configuracions d’antenes meandres van ser dissenyades i optimitzades, i han estat presentades en aquest capítol. Finalment, també es van dissenyar etiquetes basades amb antenes patch i antenes basades en multimodes per poder operar sobre superfícies metàl·liques.
4.7 Referències
[1] A. A. Oliner, "The Radiation Conductance of a Series Slot in Strip-Transmission Line,"
Proceedings of the Institute of Radio Engineers, vol. 42, pp. 628-628, 1954 1954.
[2] R. Garg, P. Bhartia, I. Bahl, and A. Ittipiboon, Microstrip Antenna Design Handbook. Norwood: Artech House Inc., 2001.
[3] H. G. Booker, "Slot aerials and their relation to complementary wire aerials (Babinet's principle)," Electrical Engineers - Part IIIA: Radiolocation, Journal of the Institution of, vol. 93, pp. 620-626, 1946.
[4] H. W. Bode, Network Analysis and Feddback Amplifier Design. New York: Van Nostrand, 1945.
[5] R. M. Fano, "Theoretical limitations on the broadband matching of arbitrary impedances," Journal of the Franklin Institute, vol. 249, pp. 57-83, 1950.
[6] C. A. Balanis, Antenna Theory, Analysis and Design, Second ed. New York: John Wiley & Sons Inc., 1997.
[7] A. Cardama, L. Jofre, J. M. Rius, J. Romeu, and S. Blanch, Antenas, 1st ed. Barcelona, Spain: Edicions UPC, 1998.
[8] A. Axelrod, M. Kisliuk, and J. Maoz, "Broadband Microstrip-fed slot radiator,"
Microwave J., pp. 81-94, 1989.
[9] C. A. Balanis, Modern Antenna Handbook: John Wiley & Sons INc., 2008.
[10] G. Marrocco, "Gain-optimized self-resonant meander line antennas for RFID applications," Antennas and Wireless Propagation Letters, IEEE, vol. 2, pp. 302-305, 2003.
[11] N. Michishita and Y. Yamada, "A novel impedance matching structure for a dielectric loaded 0.05 wavelength small meander line antenna," in Antennas and Propagation
Society International Symposium 2006, IEEE, 2006, pp. 1347-1350.
[12] W. Choi, H. W. Son, S. Chansoo, B. Ji-Hoon, and C. Gilyoung, "RFID tag antenna with a meandered dipole and inductively coupled feed," in Antennas and Propagation Society
International Symposium 2006, IEEE, 2006, pp. 619-622.
[13] A. Toccafondi and P. Braconi, "Compact load-bars meander line antenna for UHF RFID transponder," in Antennas and Propagation, 2006. EuCAP 2006. First European
Conference on, 2006, pp. 1-4.
[14] T. Yuri, K. Yongjin, and M. Young-Hoon, "Compact low cost antenna for passive RFID transponder," in Antennas and Propagation Society International Symposium 2006,
IEEE, 2006, pp. 1015-1018.
[15] P. V. Nikitin, K. V. S. Rao, S. F. Lam, V. Pillai, R. Martinez, and H. Heinrich, "Power reflection coefficient analysis for complex impedances in RFID tag design," Microwave
Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol. 53, pp. 2721-2725, 2005.
[16] J. R. James and P. S. Hall, Handbook of Microstrip Antennas vol. 28. London, UK, 1989. [17] L. C. Godara, Handbook of Antennas in Wireless Communications. Boca Raton: CRC
Press, 2001.
[18] C. A. Balanis, "Advanced engineering electromagnetics," 1989.
[19] D. M. Pozar, Microwave Engineering, Second ed. New York: John Wiley & Sons Inc., 1998.
[20] J. D. Baena, J. Bonache, F. Martin, R. M. Sillero, F. Falcone, T. Lopetegi, M. A. G. Laso, J. Garcia-Garcia, I. Gil, M. F. Portillo, and M. Sorolla, "Equivalent-circuit models for split- ring resonators and complementary split-ring resonators coupled to planar transmission lines," IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 53, pp. 1451-1461, 2005.