Debido a la relación de transformación tan alta que posee el divisor capacitivo, es necesario amplificar la señal de salida y agregarle un nivel DC para eliminar los valores negativos de la tensión de entrada y de esta forma, aprovechar todo el rango dinámico del ADC (0 - 3 VDC).
Por otro lado, al no poseer separación galvánica del circuito de instrumentación, es necesario proveer un circuito de protección en caso de producirse una sobretensión. Otro aspecto a tener en cuenta es que el divisor capacitivo posee una alta impedancia para posteriores procesos, por lo que también se debe agregar una etapa de desacople de impedancias. Por último se adiciona un filtro anti-aliasing a la entrada del ADC para limitar la banda de frecuencias de la señal muestreada, de ruido y componentes superiores a la frecuencia de interés.
2.2.1.1. Protección contra sobretensiones y tensiones negativas
En vista que el divisor capacitivo no proporciona aislamiento galvánico entre el equipo de medida y el sistema bajo estudio, se opta por utilizar dispositivos supresores de tensión como diodos TVS, utilizados en aplicaciones de protección contra sobretensiones y descargas electrostáticas debido a su alta velocidad para disipar una gran cantidad de energía cuando el valor de tensión de ruptura ha sido superado. El diodo TVS se conecta
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en paralelo a la línea que se requiere proteger, de manera que cuando ocurre una sobretensión, esta pueda ser recortada y la corriente fluya por el camino de menor impedancia que ofrece el diodo hacia tierra, salvaguardando así la integridad de los circuitos de acondicionamiento y el controlador digital de señales (DSC).
El diodo seleccionado es el SMLVT, capaz de disipar 600 W en señales de 10/1000 μ , tensión de ruptura de 4,1 VDC, valor que regulará el diodo hacia los circuitos de
acondicionamiento. Esta capacidad de protección es complementada por la acción de saturación de los amplificadores operacionales para tensiones superiores a la tensión de alimentación.
El diodo TVS proporciona protección para señales de polaridad positiva, sin embargo, los pines de entrada del conversor analógico digital del (DSC), que solo aceptan tensiones en un rango positivo de 0 a 3 VDC, son altamente susceptibles a tensiones negativas que
pueden presentarse por la presencia de señales muy grandes o por aleatoriedad cuando no se utilice algún canal. Razón por la cual, se utilizan diodos Schottky en paralelo a la entrada del conversor, los cuales se activan para tensiones negativas produciendo una caída de -0,2 VDC, valor que es soportado sin causar daño por los pines de entradas
analógicas del (DSC). En la Figura 2.2 se presenta la configuración para la protección de los tres canales analógicos de la tarjeta destinados a captar la tensión de alimentación del sistema bajo estudio.
Figura 2.2. Esquema de protección.
2.2.1.2. Desacople de impedancias
Debido a que la impedancia de los condensadores es considerablemente alta, en la salida del divisor capacitivo se adiciona un circuito de desacople compuesto por un amplificador operacional en modo seguidor para eliminar la alta impedancia, se asegura entonces que la señal de entrada sea netamente tensión y se eviten las corrientes de carga a la entrada del filtro, que perjudican la señal [26]. El circuito implementado con el amplificador de precisión OP07 se observa en la Figura 2.3.
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Figura 2.3. Amplificador operacional OP07 en configuración seguidor de tensión.
Este amplificador posee características técnicas que lo hacen adecuado para este proyecto: es un dispositivo de bajo ruido, pues la tensión de ruido a la entrada alcanza apenas los
0,6 μ − , tiene una velocidad de respuesta o un slew rate de 0,3 /μ , baja tensión de
offset de 75 μ , ancho de banda de lazo cerrado de 600 kHz, resistencia de salida de lazo abierto de 60 Ω y rechazo a modo común típicamente de 90 dB. Entre sus aplicaciones resaltan el procesamiento de señal de bajo nivel y filtros de precisión [27].
2.2.1.3. Etapa restadora
Como se mencionó anteriormente, la tensión nominal del instrumento será 480 V, siendo este valor obtenido por una configuración bifásica o en delta del sistema bajo estudio, por lo que el equipo deberá ser capaz de sensar tensiones de línea. Para ello, se implementa una etapa restadora que mide diferencialmente las dos tensiones de fase asociadas a la tensión de línea. De esta manera, mediante conectores en la tarjeta se determina, dependiendo del tipo de configuración, si la medición de cada canal de tensión se efectúa respecto a tierra o a la fase subsecuente [28].
La Figura 2.4 representa la configuración implementada, en donde dependiendo de la posición del conector acoplado a la entrada inversora, el amplificador de instrumentación AD620, actúa como seguidor de tensión con ganancia unitaria o como etapa restadora. Cabe mencionar que cuando se requiera medir tensiones de línea, la referencia en este caso será proporcionada por el circuito digital y no por el sistema bajo estudio.
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Figura 2.4. Etapa restadora para medir tensiones de línea.
2.2.1.4. Amplificación y nivel DC
Dado que la salida del divisor no aprovecha la totalidad del rango del conversor analógico digital, se debe amplificar dicha tensión de manera que la señal resultante oscile entre ±1,5 en condiciones nominales. Por otro lado, la entrada analógica del conversor solo admite tensiones positivas, por lo que valores del ciclo negativo de la señal de salida, serán detectados por el ADC como 0 y se perdería la mitad de la información, por lo que se debe adicionar un offset de 1,5 V para obtener una tensión de salida que oscile en el rango de 0 a 3 V.
Para implementar el circuito de amplificación y offset, se utiliza el amplificador de instrumentación AD620, ideal para sistemas de precisión de adquisición de datos e instrumentación médica. El AD620 es un amplificador de baja potencia y alta precisión que requiere de un solo resistor para establecer la ganancia (1-1000), baja tensión de offset de
50 μ á , bajo ruido de tensión de entrada de 9 /√ que asegura que no se vaya a
introducir distorsión que degrade la señal, ancho de banda de 120 kHz y alimentación bipolar. Ofrece un buen desempeño en cuanto a rechazo en modo común CMRRR de 90 dB a bajas frecuencias, es decir, no introduce ruido externo durante el tratamiento de la señal de entrada y un bajo error de ganancia típicamente de 0,1% [29]. Además, permite amplificar y adicionar un nivel DC a la señal de entrada usando un solo amplificador.
Internamente el amplificador de instrumentación AD620 está compuesto por los elementos mostrados en la Figura 2.5, esta configuración permite realizar la amplificación tanto de la señal proveniente del sensor capacitivo, como de una señal DC de referencia para obtener una tensión de 1,5 V que se adicione a la señal de entrada para aprovechar el rango del conversor, esta señal DC amplificada es negativa para que en la etapa
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diferencial se sumen las tensiones y lograr así un desplazamiento positivo de la señal de entrada.
Figura 2.5. Constitución interna del amplificador de instrumentación AD620.
De acuerdo al fabricante, la ganancia del amplificador viene dada por:
620 = 49,4 Ω+ 1 (2.2)
Donde es el valor de resistencia que determina el factor de amplificación de la señal de entrada.
El valor nominal de tensión a la entrada del divisor capacitivo, no permite que se aproveche la totalidad del rango de conversión para tensiones inferiores y que son comúnmente utilizadas en sistemas de distribución, llevando a una consecuente disminución en la precisión del instrumento. Es por ello, que se divide el rango de adecuación de tensión para tres distintas tensiones de entrada, siendo estas 120 V, 277 V y 480 V. La Tabla 2.4 representa los parámetros de diseño del circuito de amplificación y nivel DC para cada uno de los niveles de tensión.
Tabla 2.4. Parámetros de diseño del circuito de amplificación y nivel DC.
Rango de tensión [V]
Tensión en el
rama de baja [mV] Ganancia
Tensión DC de referencia [mV] Resistencia RG [kΩ] 120 166.2 9,02 166.2 6,15 277 383,6 3,91 383,6 16,97 480 664.8 2,25 664.8 39,25
La configuración implementada para el AD620 con los parámetros de diseño obtenidos, es representada en la Figura 2.6. El rango de tensión de entrada es seleccionado mediante contactos que conectan la resistencia correspondiente a los rangos establecidos. El valor
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DC de referencia es obtenido mediante la calibración de la tensión de alimentación de 5 V a través de un trimmer de 1 kΩ, conectado simultáneamente a los tres canales analógicos de tensión.
Figura 2.6. Configuración del AD620 para etapa de amplificación y nivel DC de las señales de tensión.
2.2.1.5. Filtro anti-aliasing
Se adiciona un filtro antialiasing para eliminar las componentes superiores a la frecuencia de interés. En vista que se desea determinar hasta el armónico número 40, la frecuencia máxima de interés es 2,4 kHz en redes de 60 Hz. Se desea entonces que la salida del filtro sea plana en esta banda y las componentes superiores sean atenuadas para que su contenido no se solape o superponga en las componentes de frecuencia inferiores.
De acuerdo al teorema de Nyquist, la máxima frecuencia de corte para evitar el efecto aliasing, es la mitad de la frecuencia de muestreo, por lo que para una frecuencia de muestreo de 7680 muestras por segundo, la máxima frecuencia de corte del filtro debe ser 3840 Hz.
El filtro seleccionado corresponde a un pasabajas butterworth de cuarto orden en configuración Sallen-key como se muestra en la Figura 2.7. Este tipo de configuración ofrece la respuesta más plana entre los esquemas de filtros activos. Cada operacional en configuración de realimentación con los elementos pasivos necesarios para su implementación, ofrece dos polos, por lo que se utilizan dos operacionales por cada canal. El filtro se implementó con el amplificador de precisión OP07, ya que entre sus aplicaciones se encuentra los filtros de precisión.
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Figura 2.7. Esquema filtro Butterworth de cuarto orden.
La Figura 2.8 presenta la respuesta en frecuencia del filtro, donde a partir de la frecuencia de corte, el filtro atenúa las componentes superiores a una razón de −80 por década.
Figura 2.8. Diagrama de Bode. Línea Azul: Magnitud y Línea Roja: Fase.
Aunque la atenuación en la frecuencia de muestreo no alcanza el valor recomendado de -98 dB, para un factor de -40 dB, donde los armónicos de estos órdenes son de por si lo suficientemente pequeños serán atenuados aún más, garantizando que no se solaparán con los armónicos de orden inferior. Otro factor por el que no se aumentó el orden del filtro, es porque de acuerdo al nivel de cuantificación del conversor del (DSC) para una resolución de 12 bits, la mínima tensión detectable por el ADC será:
30
=4096 = 700 μ (2.3)3
Este valor corresponde a 60 dB, por lo que tensiones inferiores no serán cuantificados por el conversor y no es necesario una atenuación más brusca por parte del filtro.
Otro importante aspecto a considerar, es que según el diagrama de fase se presenta un corrimiento de fase de la señal de entrada, pero en vista que este corrimiento será el mismo en cada componente espectral del mismo orden, la diferencia en ángulos seguirá siendo la misma y los cálculos de potencia podrán ser realizados.
En este punto, la señal acondicionada de tensión es adecuada para ser ingresada a las entradas analógicas del ADC del (DSC). El circuito de acondicionamiento total es representado en la Figura 2.9, los mismos elementos son empleados para los tres canales de tensión.
Figura 2.9. Circuito de acondicionamiento de tensión implementado.