Como se ha presentado en los capítulos anteriores, el transmisor desfasado produce impedancias variantes en función de la diferencia de fase entre las señales de entrada ∆φm. Estas impedancias, que son vistas por los AP, son puramente reales cuando la diferencia de fase es cero, ∆φm=0o, para el sistema desfasado con líneas de transmisión, figura 18, (o ∆φm=180ocuando se utiliza el transformador), y al incrementar la diferencia de fase ∆φm entre las señales de salida de los AP, la parte reactiva de las impedancias vistas por los AP incrementa hasta igualar el valor de la parte real y posteriormente dominar el valor de la impedancia para altos grados de desfase.
Cuando se utiliza el sistema desfasado tipo Chireix con líneas de transmisión y susceptancias de Chireix, BS, las impedancias vistas por los AP pueden ser puramente reales para uno o más valores de la diferencia de fase de las señales de entrada (o salida). Se elige BS=(2R0/RL2 )·V·cos(φm) tal que se cancele la parte reactiva de las impedancias para un valor especifico de φm (o nivel de voltaje de salida) en las ecuaciones (58) y (59). De esta manera los AP ven una impedancia puramente real a esa diferencia de fase específica. Sin embargo esto puede ser posible para uno o dos valores de la diferencia de fase, y para el resto de los valores que toma ∆φm (entre cero a 180 o) las impedancias con parte reactiva elevada se hacen presentes a las salidas de los AP.
Las impedancias reactivas que inherentemente producen los sistemas desfasados tipo Chireix y simple provocan que los amplificadores con alta sensibilidad a variaciones de la resistencia de carga (impedancia vista por los AP) no puedan funcionar con buen
desempeño y amplificar señales con alta eficiencia, linealidad y suficiente rango dinámico para señales moduladas en amplitud.
El AP clase E se cataloga como un AP que actúa como interruptor y tiene una fuerte dependencia entre sus componentes de circuito y la impedancia de carga, por lo tanto, se ha considerado no apto para ser implementado en sistemas desfasados con combinadores que no aíslan un amplificador del otro como son el caso del transformador y de las líneas de transmisión (o combinador Chireix). Se han utilizado los AP clase E en sistemas desfasados pero utilizando combinadores híbridos (Pham, 2005) los cuales aíslan los AP, lo que impacta directamente a la eficiencia del sistema que se degrada desde la máxima posible (al PEP) hasta cero comparada como la eficiencia que presentan los AP clase A.
En las siguientes secciones se evalúa, mediante simulación y experimentalmente, el comportamiento del sistema desfasado simple y sistema desfasado tipo Chireix utilizando AP clase E.
V.1.1. Diseño y prototipo de un AP clase E en la banda de HF
El diseño del AP clase E en la banda de HF, específicamente a la frecuencia de operación de 1.82 MHz, tiene como objetivo el tener la capacidad de observar directamente las formas de onda en el osciloscopio, tanto de drenador como en la carga o salida del AP. A esta frecuencia se asegura que el amplificador clase E esté operando de forma casi ideal en su respuesta transitoria. Además, se puede controlar el ciclo de trabajo fácilmente. Entre otras ventajas se pueden mencionar que se utilizan transistores MOSFETs de bajo costo y los componentes tales como capacitores e inductores se seleccionan de tal forma que puedan funcionar como elementos de sintonía (Roberts, 1998).
Las metas de diseño del primer amplificador son las siguientes: • Frecuencia: 1.82 MHz
• Potencia: 25 W.
• Ciclo de trabajo: 50 %
• Dispositivo: MOSFET IRF510
Las ecuaciones explicitas de diseño de un AP clase E se presentan en el capítulo II, de la ecuación (39) a la (47), dando como resultado los parámetros de la tabla IV.
Tabla IV. Parámetros de diseño de los AP clase E.
Parámetro Valor Descripción
f0 1.82 MHz Frecuencia central
φ -0.5669 rad ángulo de fase
Rdc 43.34 Ω Resistencia en DC
B 0.007344 capacitor en paralelo: 642 pF
Ψ 49.052° fase de carga
X 28.75 Ω reactancia en serie
Serie C 412.5 pF valor propuesto, filtro LC
Vo 26.85 V voltaje de salida
Po 14.25 W potencia de salida
El esquema de simulación en ADS se muestra en la figura 24 mientras que las formas de onda del amplificador clase E se muestran en la figura 25.
Figura 24. Esquema del amplificador clase E en la banda de HF, el valor del inductor del circuito resonante serie es de 21.05 nH.
Figura 25. Formas de onda de drenador, voltaje y corriente.
La potencia de DC de entrada en simulación Pin es de 13.88 W y la potencia de salida Pout simulada es de 13.66 W, por lo tanto la eficiencia simulada es del 98.4%.
En la figura 26 se muestra el prototipo ensamblado con sus respectivos competentes tales como inductores, capacitores variables, transistor, y amplificadores manejadores. El substrato es FR4 el cual funciona muy bien para estas frecuencias.
El amplificador es manejado hasta la saturación mediante un circuito integrado manejador IC-UC3710. Los capacitores variables, son de la serie 46 ARCO variables de 215 a 790 pF, los inductores son fabricados utilizando núcleos toroidales de polvo hierro y fueron proporcionados por RF Micrometal, para el inductor de choque de RF (RFC) y el inductor de la red de salida se utilizó el toroide de la serie T130-6 con una Al=9.6. El número de vueltas n que se requiere para cierta inductancia del inductor toroidal se puede calcular con la ecuación:
Al L
n= (83)
donde L es la inductancia en nH, y Al es un parámetro definido por el diámetro interior y exterior del núcleo y de la altura toroidal; este parámetro lo provee el fabricante y está dado
en unidades de nH/N2. El inductor de la red de salida se fabrica con 46 vueltas con cable de cobre calibre (AWG) 24, mientras que el inductor de RFC se fabrica con 36 vueltas del mismo tipo de cable. La carga se provee mediante resistencias no inductivas de 25 Ω de al menos 25 W de potencia. El proceso de sintonía es similar al reportado en (Roberts, 1998).
Figura 26. Primer prototipo amplificador clase E.
Las formas de onda de voltaje de drenador y de salida cuando el amplificador está sintonizado se muestran en la figura 27.
(a) (b)
Figura 27. Formas de onda de voltaje drenador (a) y de salida (b), vertical: 20 V/div., horizontal: 1 µs.
La potencia de salida Pout del prototipo es de 13.52 W, mientras que la potencia en DC de entrada Pdc es de 14.7 W, puesto que el amplificador consume una corriente en DC Idc de 588 mA. Por lo tanto la eficiencia del amplificador es del 92%. Este primer
amplificador se construyó con la red de salida clásica, LC serie, la cual tiene la característica de no invertir la impedancia de carga vista en el drenador.
El segundo amplificador incluye una red de salida tipo T, en lugar de la red LC serie, como se muestra en la figura 28. La red T funciona como filtro pasa bajas con frecuencia de corte de 1.82 MHz y una atenuación de -20 dBc a la segunda armónica. La red T suprime el contenido armónico hasta por 4 dB más (Roberts, 1998), comparada con la red LC serie (Sokal, 1977) del primer amplificador. Las metas de diseño son iguales que para el amplificador anterior incluyendo el transistor, sólo cambia la red de salida. Las formas de onda simuladas de drenador del segundo prototipo se muestran en la figura 29.
Figura 28. Amplificador clase E con red de salida tipo T.
El amplificador con redes de salida T entrega una potencia simulada de salida Pout de 13.31 W, con una potencia simulada de entrada en DC Pin de 13.82 W, puesto que consume 553 mA de corriente en DC, la eficiencia es entonces del 96.3 %. La red de salida incluye un capacitor variable en paralelo de la serie ARCO trimmer 46 además de un capacitor fijo de aproximadamente 1.75 nF (se alcanza combinando varios capacitores de diferentes capacitancias). Los inductores que forman la red T son fabricados con núcleos toroidales de polvo de hierro de la serie T106-2 con una Al=13.5 nH/N2, y ambos alcanzan la inductancia necesaria con 23 vueltas de alambre de cobre calibre 22. El circuito ensamblado se muestra en la figura 30.
Figura 29. Formas de onda de drenador simuladas del AP con redes T.
Figura 30. Amplificador clase E con red de salida T.
(a) (b)
Figura 31. Formas de onda de voltaje de drenador medidas (a), vertical: 20 V/div., horizontal: 1 µs, y de salida (b), vertical: 10 V/div., horizontal: 1 µs.
Para saturar este amplificador se utiliza el circuito integrado (manejador de compuerta) EL7104C. Las formas de onda de voltaje de drenador y de salida para el amplificador sintonizado se muestran en la figura 31. La potencia de salida Pout del prototipo con red de salida T es de 13.68 W, mientras de la potencia en DC de entrada Pin es de 14.1 W, puesto que el amplificador consume una corriente en DC Idc de 564 mA y por lo tanto la eficiencia del amplificador es del 97%.
V.1.2. Transmisor desfasado simple utilizando amplificadores de
potencia clase E
El sistema desfasado simple se implementó con el amplificador clase E con red de salida LC serie y se proceden a hacer mediciones directamente sin simulaciones puesto que es el sistema simple en donde no se agregan reactancias de Chireix y por lo tanto la eficiencia es máxima sólo a la potencia de salida máxima y decrece conforme disminuye la potencia de salida en función de la diferencia de fase de la señal de entrada. Los resultados son muy similares a los presentados por (Kawamoto, 2001), en donde se implementa un transmisor desfasado simple con amplificadores clase E como inversor controlado por fase.
Dos amplificadores idénticos como los presentados en la figura 32 se conectan a través de un combinador que es un transformador de 4:4 vueltas de alambre aislado calibre 22, figura 33, fabricado con el núcleo de ferrita del material Fair Rite 73. El proceso de diseño de transformadores se puede encontrar en (Trask, 2005), (Raab, 2006) y (Raab, 1996). Ambos amplificadores se construyeron en el mismo circuito impreso sobre el material FR4 como se presentan en la figura 33.
La fuente de las señales de amplitud constante pero con diferencia de fases es un desplazador de fase implementado con amplificadores operacionales, con el cual se hace un barrido de fases desde cero hasta 180o, se muestran detalles del desplazador de fase en el apéndice I.3.
Figura 33. Transmisor desfasado simple con transformador como combinador.
La potencia máxima de salida se produce cuando las señales de entrada de los amplificadores están desfasadas 180o, ∆φm=180o (las señales de salida de cada AP se suman en fase), y es el doble que la potencia entregada por cada amplificador, y disminuye en función de la diferencia de fase de las señales de entrada, para diferencias de fase
∆φm=0o se obtiene la potencia mínima o cero. La potencia de salida Pout a la PEP es de 27 W (figura 34). Al ser dos amplificadores la corriente que consume el sistema es el doble que la que consumen los amplificadores individuales, 1.176 A, mientras que el voltaje de polarización es de 25 V para ambos, por lo tanto la potencia de DC de entrada Pdc, es también el doble, y es de 29.4 W.
Figura 34. Potencia de salida en función de la diferencia de fase de la señal de entrada.
Figura 35. Eficiencia del sistema simple en función del voltaje de salida normalizado.
Figura 36. Eficiencia del sistema desfasado simple en función de la diferencia de fase de la señal de entrada.
Al variar la potencia de salida del sistema desfasado simple en función de la diferencia de fase de la señales de entrada, y como la potencia de entrada en DC no disminuye de manera equivalente con respecto a la potencia de salida, la eficiencia se degrada hasta llegar a cero como se muestra en las figuras 35 y 36.
En dichas figuras se puede observar que la eficiencia disminuye en función de la amplitud del voltaje de salida (figura 35) o bien en función de la diferencia de fase de las señales de entrada de los AP (figura 36). Comparando estos resultados con la respuesta de los sistemas desfasados simples utilizando AP clase B y F (figuras 22 y 23 cuando BS=0), no se tiene mejora de eficiencia, la eficiencia siempre disminuye hasta llegar a cero y sólo es máxima cuando la amplitud de las señal de salida (o potencia de salida) es máxima. Este tipo de respuesta en eficiencia instantánea degrada también la eficiencia promedio como ocurre para los sistemas desfasados utilizando AP clase B y F (tabla III), comparada con la eficiencia que se puede alcanzar en sistemas desfasados tipo Chireix.
Una observación importante durante las mediciones experimentales es que debido a las impedancias reactivas vistas por los AP la respuesta transitoria de la red de salida LC serie de cada amplificador se altera y como consecuencia la señal de salida del sistema no es una onda senoidal perfecta sino tiende a suavizarse para valores negativos como se muestra en el voltaje de salida del sistema de la figura 37(b2) y (b3). Además, se puede observar que las formas de onda de drenador no son simétricas para ningún ángulo de fase excepto cuando las salidas de los AP se suman en fase y estos ven impedancias de carga puramente reales lo cual ocurre cuando la diferencia de fase entre sus señales de entrada es cero, ∆φm=0o,o bien a la potencia máxima de salida.
V.1.3. Sistema desfasado tipo Chireix utilizando AP clase E
El incremento de la eficiencia en sistemas de transmisión de señales de RF es muy importante por todos los beneficios mencionados en la introducción. En el sistema desfasado clásico la eficiencia se puede incrementar utilizando las impedancias de Chireix en el combinador de potencia, como se describió en el capítulo anterior para amplificadores que se comportan como fuentes de voltaje, en clase B y F.
(a1) (b1) (a2) (b2) (a3) (b3)
Figura 37. Formas de onda de voltaje de drenador y de salida de los APs para diferentes ángulos de fase de las señales de entrada. (a1-3) Drenador, vertical: 20 V/div., horizontal:
0.1 µs/div. (b1-3) salida, 10 V/div, (a1, b1) 180o, (a2, b2) 90o, (a3, b3) 0o.
Sin embargo, cuando se utilizan amplificadores clase E en los sistemas desfasados tipo Chireix se presentan problemas que lo hacen inadecuado para transmisión de señales de RF con amplitud modulada. A continuación se analiza la configuración desfasada tipo Chireix clásico con el objetivo de intentar mejorar la eficiencia para un rango de niveles de la señal de salida diferentes a la PEP, tal y como se muestra en las figuras de la 21 a 23 cuando se utiliza la susceptancia BS=0.1 y 0.2 Siemens.
Para el sistema desfasado tipo Chireix se implementó el mismo AP diseñado con redes de salida T de la figura 28. En este sistema se realizaron simulaciones para
implementar las impedancias de Chireix y seleccionar el mejor incremento de eficiencia del sistema. El esquema eléctrico para la simulación en ADS (Advanced Design System 2005 para Windows XP) se muestra en la figura 38, en donde se utiliza el mismo AP de la figura 28 por duplicado. Las redes de salida T se conectan a la impedancia de Chireix capacitiva e inductiva, respectivamente. Las impedancias de Chireix se eligen de tal forma que se desea incrementar la eficiencia para una diferencia de fase de las señales de entrada de 90o. El valor de las impedancias de Chireix se pueden calcular modificando las ecuaciones (56) y (57), puesto que ambos amplificadores se conectan directamente sin utilizar las líneas de transmisión de un cuarto de longitud de onda, donde simplemente las impedancias vistas por los amplificadores serán directamente:
) cos ( 2 0 5 R V sen m j m Z = ⋅ ⋅ ϕ + ϕ (84) y ) cos ( 2 0 6 R V sen m j m Z = ⋅ ⋅ ϕ − ϕ (85)
en donde podemos elegir el ángulo de diferencia de fase al cual se desea eliminar las partes reactivas de las impedancias Z5 y Z6. Para una diferencia de fase de 90o entre las señales de entrada, φm toma el valor de 45o, puesto que la fase de la señal de entrada al AP1 es -φm (-45o) y para el AP2 es -φm (+45o), como consecuencia la diferencia de fase entre el AP1 y AP2 es de 90o. Por lo tanto las impedancias de Chireix con φm=45o tomaran el valor de:
Para el AP1: X 1 =−j2R0⋅Vcos(45o)=−j12.5⋅Ω
PA (86)
Para el AP2: X 2 =+j2R0⋅Vcos(−45o)=+j12.5⋅Ω
PA (87)
Considerando que XPA1=1/(jωC) la reactancia del AP1 XPA1 representa un capacitor C=7000 pF a 1.82 MHz, mientras que la reactancia del AP2 XPA2=jωL representa una inductancia L=1093 nH a 1.82 MHz.
El prototipo del sistema desfasado tipo Chireix se construyó con dos amplificadores idénticos como el que se presentó en la figura 30. Las redes de salida T de cada amplificador se conectan directamente a la reactancia de Chireix capacitiva e inductiva, respectivamente, y los AP se combinan directamente para generar la señal de salida como se muestra en la figura 38.
La reactancia capacitiva de Chireix se implementó físicamente mediante dos capacitores electrolíticos en paralelo de 6 y de 1 nF, mientras que la reactancia de Chireix inductiva se implementó mediante un inductor toroidal con 14 vueltas con alambre de cobre calibre 22 en un núcleo de polvo de hierro con una Al=5.5 nH/N2 de la serie T80-2, figura 39.
Figura 39. Prototipo transmisor desfasado tipo Chireix con AP clase E.
El resultado de la simulación y de las mediciones del desempeño del prototipo se muestra en las figuras 40 y 41. Aunque la eficiencia incremento a lo largo de toda la diferencia de fase de las señales de entrada de los AP, la potencia de salida permanece casi constante lo cual limita el rango dinámico del sistema, y por consiguiente no se pueden amplificar señales de amplitud modulada. La eficiencia permanece relativamente alta para todos los ángulos de fase, presentando la máxima eficiencia en aproximadamente 90o de diferencia de fase (figura 40), habiéndose calculado para los ángulos de fase de +45o y -45o para el AP 1 y 2, respectivamente (90o de diferencia de fase entre un AP y otro).
Figura 40. Potencia de salida del sistema desfasado tipo Chireix en función de la diferencia de fases.
Figura 41. Eficiencia del sistema desfasado tipo Chireix en función de la diferencia de fases.
Las formas de onda de drenador y de salida se muestran en la figura 42, las cuales son asimétricas en amplitud, y solamente son iguales cuando las salidas de los AP se suman en fase y los AP ven impedancias de cargas puramente reales. Cuando las señales de entrada de los AP están a 180o de diferencia la forma de onda del voltaje de salida tiene una amplitud de 23 V, lo cual representa una potencia de salida de 21 W. Además, a esta diferencia de fase la forma de onda de salida es ligeramente alterada por las impedancias reactivas y no es una onda seniodal perfecta. La variación de fase de las señales de entrada a los AP se realiza mediante el desplazador de fase descrito en el apéndice I.3 conectado a la entrada de cualquiera de los AP para desplazar la fase de la señal de entrada.
(a1) (b1)
(a2) (b2)
(a3) (b3)
(a4) (b4)
Figura 42. Formas de onda de voltaje de drenador y de salida de los APs para diferentes ángulos de fase de las señales de entrada. (a1) Drenador, vertical: 20 V/div, horizontal: 1 µs/div. (a2-a4) 25 V/div. (b1-b3) Salida, 10 V/div, (a1, b1) 0o, (a2, b2) 90o, (a3, b3) 143o,