Conclusion

y la diferencia de potencial es chica, resultado en pérdidas muy pequeñas. Las bombas de carga utilizando capacitores externos como en [60] [43] alcanzan eficiencias bien por encima del 90%, pero tienen dos problemas. En primer lugar, la eficiencia superior al 90% sólo se alcanza para reducciones a fracciones del voltaje de alimentación (por ejemplo, a ⅓ o ¼). En segundo lugar, la condición de micro-consumo fuerza a mantener la frecuencia de conmutación relativamente baja; esto hace que los capacitores no puedan ser integrados por la alta capacidad necesaria y entonces deben ser conectados externamente al circuito integrado. Este hecho genera la necesidad de mayor cantidad de PADs en el circuito integrado y puntos de soldadura en la plaqueta, lo cual es problemático para los dispositivos médicos implantables. Si se aumenta la frecuencia de conmutación para usar capacitores integrados, aumenta mucho el consumo propio de la bomba de carga, y por tanto, baja la eficiencia además de las pérdidas por las capacidades parásitas contra el sustrato. Recientemente se han publicado trabajos con bombas de carga eficientes y baja corriente de salida utilizando capacitores integrados; pero incluso reciclando carga de capacidades parásitas como en [61] es necesario ser cuidados con la eficiencia para corrientes de carga de pocos A.

En este trabajo en cambio se optó por una fuente DC-DC inductiva para micro-consumo que, aunque es un tema reciente de investigación y desarrollo de productos, se pudo encontrar alguna referencia cercana a las necesidades de nuestro circuito [22]. Esta fuente inductiva utiliza sólo dos componentes externos (capacitor de salida e inductor) y sólo dos PADs del circuito integrado. Requiere, por lo tanto, menos PADs y componentes externos en comparación con una bomba de carga que utiliza capacitores externos y similar frecuencia. También se debe

mencionar que existen referencias recientes de bombas de carga integradas cercanas a las necesidades de nuestra aplicación [61] [43]. Sin embargo, aquí se decidió utilizar una fuente inductiva; este trabajo no pretende realizar una comparación frente a la opción de una bomba de carga para la misma tarea.

Figura IV-2: Esquemático de un conversor DC-DC de bomba de carga. Vout=Vin/3.

IV.1.1.

Fuentes DC-DC Inductivas de muy Baja Corriente

Las fuentes conmutadas en base a inductores, generalmente tienen alta eficiencia para cargas de consumo elevado, pero la misma se reduce drásticamente para consumos por debajo del mA. Existe gran cantidad de circuitos integrados comerciales o módulos completos con el conversor DC-DC para corrientes de salida de unos pocos mA hasta decenas de Amperios que surgen en una simple búsqueda en un distribuidor de electrónica [62]. Incluso la mayoría de los SOCs (System on a Chip) modernos incluyen varias fuentes DC-DC. Sin embargo, es muy reciente que algunos trabajos académicos [63] [64] y muy pocos productos comerciales [65] [66] proponen conversores DC-DC eficientes basados en inductores para consumos de decenas o pocos cientos de μW a la salida. Respecto a los productos comerciales, Texas Instruments lanzó en los últimos 3 años la serie TPS6274x, que es el único step-down cercano a los requerimientos de nuestro circuito. Alcanza una alta eficiencia, incluso para corriente de carga tan baja como los 60A necesarios en nuestra aplicación; pero el voltaje de salida mínimo es 1.8V, muy por encima de los 600mV requeridos (es un circuito pensado para alimentar microcontroladores o bloques RF de baja potencia). EL LTC3620 de Linear Technology, permite llegar a voltajes de salida cercanos a 1V, pero con eficiencias menores al 50% para corrientes de 100A, mientras que la serie MAX856x de Maxim Integrated, permite voltajes de hasta 0.9V, pero con eficiencias menores a 40% para 100A, según se desprende de su hoja de datos.

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La Figura IV-3 muestra un conversor DC-DC inductivo tipo step-down con topología buck. Está formado por un par de llaves, encargadas de generar una onda cuadrada con el valor medio deseado y un filtro LC para suavizar la tensión de salida. La llave SW2 se conecta en paralelo con el diodo D para disminuir las pérdidas por la caída en el diodo en conducción.

Figura IV-3: Esquemático de un conversor DC-DC inductivo básico del tipo step-down.

La modulación implementada se describe a continuación. Cuando la corriente de salida es elevada el convertidor trabaja en modo continuo, simplemente se alternan las llaves SW1-SW2 en un esquema rectificación sincrónica de dos estados o fases. Pero cuando la corriente de salida es muy baja se agrega un tercer estado con ambas llaves abiertos para que trabaje en modo discontinuo, y así evitar que la corriente por la inductancia cambie de sentido [67]. Durante el funcionamiento en modo discontinuo se pueden identificar 3 fases de operación:

 En la fase A (o de carga de la inductancia), ilustrada en la Figura IV-4, se cierra la llave SW1 mientras que SW2 permanece abierta. La inductancia se conecta a la fuente de alimentación a través de SW1; esto genera una corriente con pendiente positiva por la inductancia que carga el capacitor de salida, además de proveer la corriente a la carga. En esta fase la fuente VIN transfiere energía que se almacena principalmente en la inductancia L, otra parte también se almacena en el capacitor de salida, C, y el resto se disipa en RL. Debido a la conducción discontinua, la corriente IL en la bobina arranca en 0 y crece con pendiente constante hasta que se abre la llave SW1.

 La fase B (o de descarga de la inductancia) comienza cuando en la Figura IV-4, donde se abre SW1 y se cierra SW2 que conecta a tierra la inductancia, como se muestra en la Figura IV-4. El inductor mantiene el sentido de circulación de la corriente hacia C y RL, aunque la misma va reduciendo su valor a medida que se agota la energía almacenada en el inductor. En esta fase la inductancia L transfiere toda su energía almacenada a C y RL. La corriente IL arranca en un máximo IM y decae durante un tiempo tB con pendiente constante hasta llegar a 0.

 Finalmente, en la fase C (o de mantenimiento), ambas llaves están abiertas y no circula corriente por la inductancia ni por la fuente (ver Figura IV-4). En esta fase el capacitor de salida es el encargado de alimentar la carga RL.

Figura IV-4: Fases de un conversor DC-DC inductivo.

Idealmente, la corriente por la inductancia forma un triángulo (Figura IV-5) que alcanza un máximo IM, si consideramos que el voltaje de salida no varía entre fases. Las 3 fases deben ser cicladas periódicamente, siempre la A antes que la B, para garantizar la carga adecuada de L. Además, idealmente para el inicio de la fase C, deberá existir un detector de cruce por cero o ZCD (por sus siglas en inglés) que determina el instante cuando IL=0 y abre SW1-SW2, de modo de evitar el cambio de polaridad en la corriente que circula por la inductancia.

Si se desprecian las pérdidas en el conversor, la energía que suministra la batería VIN en la fase A es transferida en su totalidad a la carga RL al final de un período de conmutación T. La frecuencia de conmutación fSW = 1/T a la que se conmutan las llaves, y la duración de cada fase tA, tB, tC = (T-tA-tB), dependen del voltaje de salida deseado y la carga. Un circuito de control se debe encargar de ajustar estos tiempos para regular la tensión de salida ante variaciones de carga, de la tensión de entrada, u otras perturbaciones.

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Figura IV-5: Corriente a través del inductor L en un conversor DC

-

abierto; B – SW1 abierto SW2 cerrado; C- SW1 y SW2 abiertos.

En base a los circuitos equivalentes mostrados en la Figura IV-4 y las formas de onda de la Figura IV-5 se deducirán las ecuaciones que permitirán calcular los parámetros del circuito.

Sea IL(t) la corriente por la bobina e IL’(t) su derivada. En la fase A, durante un tiempo tA, SW1 conduce y SW2 permanece abierta, entonces:

𝑉

− 𝐿 ∙ 𝐼

= 𝑉

⇒ 𝐼

=

𝑉

− 𝑉

𝐿

. (IV-2)