El diagrama de bloques de la cadena conversora superior se muestra en la figura 2. En la figura 3, se tiene una foto del mismo. Está compuesto por dos etapas de mezcla y los correspondientes filtros paso banda que se encargan de seleccionar las bandas adecuadas a la salida de cada mezclador. Además, existen una serie de amplificadores, filtros y atenuadores adicionales, también diseñados durante el desarrollo de la Tesis, que se encargan de lograr los niveles de señal necesarios en cada punto de la cadena. El primer mezclador, un modelo HMC- 220MS8 de Hittite, tiene la función de mezclar la señal procedente del PLO de banda S con la del PLO de banda C. A su salida, un filtro paso banda de tipo Hairpin, selecciona la banda lateral superior, dando una salida de aproximadamente 10 GHz. La segunda etapa mezcladora, que utiliza el mismo tipo de mezclador que la primera, combina la señal de banda X con la procedente de la salida del PLL multiplicador. A su salida, se selecciona la banda lateral inferior mediante un filtro de líneas acopladas. La salida de este filtro es ya la señal chirp en la banda final deseada. Unos amplificadores monolíticos, del tipo SNA-176 de Sirenza, son los encargados de proporcionar el nivel de señal deseado. Todo el módulo ha sido implementado en tecnología microstrip, sobre un substrato de Cuclad, con una altura de diez milésimas de pulgada y una permitividad eléctrica relativa de 2.17. La metodología utilizada para su diseño es la correspondiente al empleo de técnicas de microondas sobre circuitos planares [Gonzalez_2003].
Figura 2. Diagrama de bloques de la cadena conversora superior.
Figura 3. Fotografía del conversor superior. La cavidad de la parte derecha incluye el primer mezclador y los dos primeros filtros Hairpin. La cavidad de la parte izquierda contiene el segundo mezclador, el tercer filtro Hairpin y el filtro de líneas acopladas.
La principal consideración que hay que tener en cuenta, con respecto al conversor superior, es cómo se combinan los ruidos de fase de los distintos PLLs y PLOs a la salida del mismo. Como las combinaciones de señales se realizan mediante mezcla, los ruidos de fase se combinan de forma aditiva en potencia, ya que están incorrelados entre sí. Esto es estrictamente cierto para todas las contribuciones de ruido de fase, con excepción de las procedentes del oscilador de referencia. Sin embargo, y tal como ha podido comprobarse en los capítulos 3 y 4, las contribuciones de las referencias de cada uno de los PLL es marginal, al menos para frecuencias > 1 KHz.
En la figura 4, se tiene el ruido de fase calculado a la salida para un PLL multiplicador con un ancho de banda de 280 KHz. También, se muestran en la misma figura las contribuciones de ruido de fase de cada uno de los PLLs y PLOs al ruido de fase total. El PLL multiplicador tiene un factor de multiplicación de 64. Se puede comprobar como el factor dominante para el ruido de fase de salida es el PLL multiplicador, para frecuencias superiores a unos 20 KHz. Para frecuencias inferiores a este valor el ruido de fase del PLL multiplicador y el del PLO de banda C es muy semejante, dando lugar a un ruido de fase total de unos 3 dB superior a cada una de ellas. También, puede observarse cómo el PLO de banda S no contribuye apreciablemente al ruido de fase total, excepto para frecuencias muy altas, más de 10 MHz, donde el suelo de ruido de su VCO es semejante al del PLL multiplicador.
Figura 4. Ruido de fase total en banda X. Se muestra el caso del PLL multiplicador por 64 y con un ancho de banda de 280 KHz. La traza con círculos es la correspondiente al ruido de fase total. La traza con cuadrados es la del PLL multiplicador. La traza con triángulos invertidos es la del PLO de banda S y la marcada con triángulos la correspondiente al PLO de banda C.
El caso del PLL multiplicador que utiliza un factor de 8, con el DDS AD98954 como referencia, se muestra en la figura 5. En este caso, también el ancho de banda del PLL multiplicador es de unos 280 KHz. También, la principal contribución para frecuencias inferiores aproximadamente a 80 KHz es el PLO de banda C. Para frecuencias superiores contribuyen de forma equivalente el PLL multiplicador y el PLO de banda S. En este caso, podría pensarse que es preferible usar un ancho de banda reducido para el PLO de banda C, tal como se comentó en el capítulo 4, y de esta forma reducir un poco el ruido de fase. Esta situación se muestra en la figura 6 donde, de todas formas, puede verse que tampoco se logra
Valga esto como justificación para mantener el ancho de banda original del PLO de banda C, que al ser más alto siempre tiene un mejor comportamiento frente a los microfonismos, un fenómeno importante en un PLO que contiene un oscilador con resonador dieléctrico pegado al substrato mediante un adhesivo [Kajfez_1986].
Figura 5. Ruido de fase total en banda X. Se muestra el caso del PLL multiplicador por 8 y con un ancho de banda de 280 KHz. La traza con círculos es la correspondiente al ruido de fase total. La traza con cuadrados es la del PLL multiplicador. La traza con triángulos invertidos es la del PLO de banda S y la marcada con triángulos la correspondiente al PLO de banda C.
Figura 6. Ruido de fase total en banda X. Se muestra el caso del PLL multiplicador por 8 y con un ancho de banda de 280 KHz. En este caso el PLO de banda C tiene un ancho de banda reducido a unos 13 KHz. La traza con círculos es la correspondiente al ruido de fase total. La traza con cuadrados es la del PLL multiplicador. La traza con triángulos invertidos es la del PLO de banda S y la marcada con triángulos la correspondiente al PLO de banda C.