Performance Analysis

Es necesario caracterizar experimentalmente el conversor superior, y las señales de salida del mismo, para confirmar el grado de similitud de las mismas con las previsiones realizadas. De esta manera, podremos posteriormente utilizar los datos de ruido de fase obtenidos para el estudio de la sensibilidad del sistema. Esto último, lo haremos tanto en su versión con receptor homodino como con receptor heterodino.

En primer lugar, se muestran las medidas correspondientes a la señal chirp generada de 450 MHz. En estas medidas, se debe comprobar la calidad de la señal generada en cuanto a la planicidad de su amplitud con la frecuencia y el valor de las espurias y armónicos generados. Las medidas que se tienen a continuación se corresponden con las chirps generadas a partir del DDS Q2368. En la figura 7, se tiene el barrido de frecuencia de 450 MHz. En la figura 8, se tiene un detalle de la anterior figura con 1dB por división, que permite observar el rizado obtenido, que es de aproximadamente de 1 dB en todo el rango de funcionamiento. En la figura 9, se tiene el barrido de 450 MHz con un span ampliado que permite observar las espurias (procedentes de los armónicos en banda L) que acompañan a la señal. Puede observarse que las mismas tienen un valor inferior a -50 dBc. En las pruebas realizadas sobre el sistema completo no se ha apreciado degradación del funcionamiento del mismo debido a la energía concentrada en esta zona. En la figura 10, se observan los armónicos generados por parte del conversor superior, que como puede verse son inferiores a -33 dBc para el peor de los casos. Además, estos armónicos pueden ser filtrados sin mayor problema en las etapas finales del transmisor.

Figura 8. Detalle (en amplitud) del barrido de 450 MHz en banda X. Se tiene una variación de amplitud en todo el barrido de aproximadamente 1 dB.

Figura 9. Barrido de 450 MHz con el Span ampliado. Se observa que los armónicos correspondientes a la señal chirp en banda L se encuentran a más de 50 dB por debajo de la señal deseada.

Figura 10. Armónicos del barrido de 450 MHz. Se encuentran a un nivel de -33 dB con respecto a la señal chirp deseada.

A continuación, se muestran las medidas correspondientes a las espurias a la salida del sistema, procedentes de la generación de las señales chirp por los dos DDS utilizados, y del ruido de fase total. En la figura 11, se muestra el espectro cercano, span de 100 KHz, de la señal de salida utilizando el DDS Q2368 de Qualcomm. Puede observarse que el nivel de espurias que se mide es equivalente al que se obtuvo a la salida del PLL multiplicador. Esto es totalmente lógico, ya que el conversor superior ha realizado una adición de los espectros de ruido de fase y de espurias pero no las ha multiplicado por ningún factor.

En la figura 12, se tiene, para el mismo span de 100 KHz, la situación correspondiente al DDS tipo AD9854, asociado a un factor de multiplicación de 8. Como ya sucedía a la salida del PLL multiplicador no se tiene prácticamente ninguna espuria en este span. Lo que si es posible apreciar, es el aumento de ruido de fase con respecto a la situación medida en el apartado 3.10. Ahora el ruido de fase que se mide a 20 KHz es de -99 dBc/Hz. Este dato es bastante aproximado con la previsión de -102 dBc/Hz mostrada en la figura 5. Como ya se ha comentado, este nivel de ruido de fase proviene en este caso del PLO de banda C, que es el elemento limitante para frecuencias bajas cuando se utiliza el PLL multiplicador con un divisor de módulo 8.

En las figuras 13 y 14, se tienen las medidas correspondientes a un span de 500 KHz para las mismas condiciones que en las figuras 11 y 12. Nuevamente, se aprecian las espurias con un nivel equivalente al que se tenían a la salida del PLL multiplicador. Los niveles de ruido de fase medidos son de aproximadamente -95 dBc/Hz a 100 KHz, para el caso del DDS tipo Q2368, y de -105 dBc/Hz a 100 KHz para el caso del DDS tipo AD9854, tal como puede comprobarse en las figuras 13 y 14 respectivamente. Estos valores deben compararse con los predichos en las figuras 4 y 5 de -99 dBc/Hz y -109 dBc/Hz respectivamente. Como ya se ha comentado anteriormente, siempre que se utilizan los DDS se obtienen niveles de ruido de fase más altos que los predichos.

Por último, en las figuras 15 y 16, se tienen los espectros con un span de 5 MHz para las mismas condiciones que en las figuras anteriores. Se tiene una medida de aproximadamente - 118 dBc/Hz y -120 dBc/Hz a 1 MHz para el Q2368 y el AD9854. En el caso del DDS tipo Q2368, el valor medido es razonablemente próximo al previsto de -120 dBc/Hz, ver figura 4. Sin embargo, en el caso del DDS tipo AD9854 hay una diferencia de casi 9 dB entre el valor medido y el calculado. La razón de esta disparidad es que en el segundo caso estamos muy cercanos al suelo de ruido del propio analizador. Si observamos el nivel del suelo de ruido, en las figuras 15 y 16, vemos que el mismo es del orden de -121 dBc/Hz. Esto hace que sea imposible medir valores cercanos a los -129 dBc/Hz previstos en la figura 5. De hecho, si utilizamos el valor medido a 500 KHz de la portadora, comprobamos que la diferencia entre la medida y la previsión es mucho más pequeña. Además, y como puede observarse en estas medidas, sobre todo la relativa al Q2368 en la figura 15, las espurias procedentes del DDS no se aprecian fuera del ancho de banda del lazo, lo que es consecuente con las previsiones realizadas en el apartado 3.4.

Figura 12. Espectro de salida en banda X. DDS tipo AD9854. Span de 100 KHz.

Figura 14. Espectro de salida en banda X. DDS tipo AD9854. Span de 500 KHz.

Figura 16. . Espectro de salida en banda X. DDS tipo AD9854. Span de 5 MHz.

Se puede concluir, por lo tanto, lo siguiente: en el caso de un factor de multiplicación alto, donde el PLL multiplicador es el principal contribuyente al ruido de fase, los niveles de ruido medidos dentro del ancho de banda del mismo son apreciablemente más altos que los predichos de forma teórica. Fuera del ancho de banda del PLL multiplicador el ruido de fase medido sigue de forma razonable a los valores predichos. En el caso de un factor de multiplicación bajo, son los PLOs del conversor superior quienes imponen el nivel de ruido de fase dentro del ancho de banda del PLL multiplicador, y fuera del mismo tienen niveles equivalentes con el PLL multiplicador. En este caso, la concordancia entre las medidas y estimaciones es bastante razonable. En cualquiera de los casos, el ruido de fase lejano viene impuesto por los VCOs utilizados. En definitiva, los blancos cercanos tendrán que competir con el ruido de fase bien del PLL multiplicador o bien de los PLOs del conversor superior para un generador con N=64 y N=8 respectivamente. En cualquiera de los dos casos anteriores los blancos lejanos, frecuencias superiores a 10 MHz, se verán afectados sobre todo por el ruido de fase procedente de los VCOs utilizados.

En base a las anteriores medidas, se puede concluir que la mascara de ruido de fase que se tiene, sin tener en cuenta las espurias, sería básicamente la mostrada en la figura 17. De la misma manera, en la figura 18, se representan los espectros simulados correspondientes a estas máscaras para un nivel de portadora de 0 dBm, utilizando un ancho de banda de resolución de 1.65 KHz con un enventanado de tipo Kaiser. En ella, se aprecia muy bien el mayor ruido de fase, sobre todo a frecuencias bajas, asociado al generador con N=64.

Figura 17. Máscaras de ruido de fase medidas para el generador con PLL multiplicador por 64 y DDS tipo Q2368, marcada con círculos, y para el generador con PLL multiplicador por 8 y DDS tipo AD9854, marcada con cuadrados.

Figura 18. Espectros correspondientes a ambos generadores. Se utiliza un ancho de banda de resolución de 1.65 KHz.